嵌入式技术 第2页

2.2调压调速的实现

普通转速永磁无刷直流电机普遍使用PWM斩波调速。但是对于高速的BLDCM，PWM调速有以下缺陷：1）开关管的开关频率、电压电流应力要求较高；2）开关过程在电机中感应出高频交变磁场，有涡流损耗，造成的温升甚至可能使永磁体退磁。

综上所述, 高速BLDCM驱动系统往往需要在电源和逆变器之间采用Buck实现调压调速。但是，Buck电路中输出滤波电感的体积庞大，为了提高系统的功率密度以及效率，本作品该部分电路采用三相交错并联Buck变换器拓扑。

图2.5是将三个互差运行的Buck电路进行并联，得到三相交错并联Buck电路。三个开关管用相同频率、相同占空比、而互差的PWM驱动，并实现均流控制（多相交错各开关管应相差 ,n代表交错的相数）, ，，为电感电流，为输出电流。由图2.6可知，电感电流纹波相位互差，输出电流的纹波频率是单路电流的三倍，脉动近似为单路电流的。

图2.5 三相交错并联BUCK变换器电路拓扑 图2.6 三相交错并联BUCK工作时序图

交错并联方式较传统变换器有以下优点：

1）功率平均分配到三个变换通道中，避免发热集中；

2）电流相互叠加，减小了输入、输出电流纹波，减小了电磁干扰EMI，提高了系统的功率密度；

3）开关管MOSFET的导通损耗，铜箔损耗与输入电流有效值的平方成正比。降低了导通损耗，提高了效率；

4）由于各相电流减小，可以采用小型的输出电感，容易集成，使负载突变时的瞬态响应速度提高。

2.3无位置传感器技术的实现

BLDCM用开关管取代传统直流电机的电刷，需要根据转子的位置信息控制相应相开关管通断，以获得最大转矩。使用位置传感器对转子位置进行检测有以下缺点：1）电机系统体积增大2）传感器在高温、高压和湿度较大等恶劣工况下灵敏度变差3）传感器机械安装偏差引起换相不准确。

目前，BLDCM以反电势信息为依据的无位置控制方法，有端电压检测法、相电压检测法、三次谐波检测法。端电压、相电压法因经过RC滤波使过零点产生相移，三次谐波信号因幅值太小致使信噪比太小，均导致换相不准确。传统的转速估计方法，通过相邻两次换相的时间计算电机的转速，不利于转速的动态观测。

针对传统反电势法的缺陷，基于坐标变换的思想，通过重构反电势过零点信息，提出了一种新颖的BLDC无位置传感器技术。该技术可实时补偿由RC滤波引起的位置信号相位误差，并实时估计转速。

2.3.1 过零点判断的实现

图2.7定义a坐标系和b坐标系， b坐标系滞后a坐标系角度β。RC滤波后的端电压设为、和， 图2.7 坐标变换示意图

分别定义在a坐标系三个轴上。坐标系a中三个矢量在b投影，得到b中三个互差的矢量、、，再傅里叶分解得到b坐标系中的矢量，                                                                 

可以得到的特点：1）端电压中的直流分量被抵消；2）3n次谐波被抵消；3）基波滞后基波β角度；4）幅值不受坐标变换影响，仅与转速有关。

BLDCM反电势仅含有奇次谐波，经傅里叶展开可以得到过零点与其基波的过零点为同时刻。在忽略5次以及5次以上的高次谐波，同时又抵消了3次谐波的条件下, 即为基波，所以重构后的反电势的过零点滞后过零点β角度，同理和的过零点均滞后和的过零点β角度。则控制β角使得β=π/6-α（α为由RC低通滤波器对原反电势相位所造成的一个偏移量），则重构后波形的过零点时刻即为换相时刻。

2.3.2 转速估计的实现

根据以上讨论，同样可以构造出两个幅值相等，相位互差电角度的基波。重构后的可视为基波，设为，其中，为的幅值，是以电机转速为变量的函数；为电角速度，为被估计的量。通过积分，

可提取出电机转速，分子项为。转速的表达式为，

基于以上分析，如图2.8所示，使“b”坐标系超前“a”坐标系（90°-β）角度，便可以构造出，

图2.8 正交坐标变换

最终得到转速计算表达式，                         

正交坐标变换，分别构造出相互正交关系的基波和，将除以对的积分理论上便可以实时地计算出电机的转速。

2.4 DSP控制的实现

图2.9为DSP系统控制框图，电路中使用电压互感器LV28-P、电流互感器LAH 25-NP分别采集三相Buck各支路电流和输出电压，经调理电路后接入DSP进行AD转换，DSP经过电压外环和电流内环的数字闭环运算后，输出三路相位互差的PWM波，控制各支路的导通相位和导通时间，实现了三路均流，确保三相Buck为后级逆变器提供纹波较小的直流电压。

图2.9 DSP系统控制框图

图2.10为无位置运行控制流程图，由DSP采集滤波后的端电压，依据坐标变换推算出转速。根据RC一阶低通滤波器的相频特性如下式，计算出补偿角β（β=π/6-α），再进行坐标变换即计算a坐标系下三个矢量在b坐标系下的投影，进而获得、和，依据其过零点信息获得换相逻辑实现换相。

图2.10 DSP无位置运行流程

2 系统方案

该作品为具有基于坐标变换的无位置传感器技术的高速永磁无刷直流电机调速系统。该作品需要达到的主要功能为实现高速永磁无刷直流电机的无位置传感器技术以及实现调速功能。该无位置传感器技术主要用于高速永磁无刷直流电机逻辑换相的判断以及转速的实时估计。调速功能最终实现转速闭环控制。

系统工作参数如下：

样机输入：

电机额定工作参数：

转速： 额定功率：

直流母线电压：      母线电流：

图2.1为系统模块框图，整个系统由整流桥、三相交错并联的Buck电路、三相逆变桥、电机本体及DSP控系统构成。系统的功率主回路将单相220V、50Hz交流电整流后，通过三相交错并联Buck变换器进行调压，输出给逆变桥，经过相应的控制进而驱动电机本体高速运行。

图2.1  系统模块框图                       图2.2 系统功能框图

图2. 2为系统功能框图，DSP28035主要承担系统的调压调速控制及无位置传感器的控制技术。其中，调压调速控制是通过在三相交错并联的Buck电路上进行电流电压内环控制、三相buck的均流控制以及转速外环控制实现的。无位置传感器技术包括电机逻辑换相的判断和电机转速的估计，其通过采集电机三相绕组滤波后的端电压，通过相应的算法实现。

整个电机系统的关键点在三方面，分别是电机逻辑换相的实现，转速估计的实现，调压调速控制的实现。

2.1 换相逻辑的实现

BLDCM定子采用电子换向代替有刷电机的电刷和机械换向器，各相逐次以相应的方式通电，在空间产生磁场，和转子磁极主磁场相互作用，产生转矩，使电动机旋转。本作品中BLDCM的控制方式为每相电角度导通的二二导通方式，换相逻辑为AB－AC－BC－BA－CA－CB顺序依次导通。为实现电机的正常换相，本作品采用三相全桥实现该电机的逻辑换相。

如下所述，电机的运行原理使得功率系统必须选择逆变桥实现逻辑换相：三相六状态导通方式，各功率管的导通顺序是T1T4、T1T6、T3T6、T3T2、T5T2、T5T4、…。当转子位于如图2.4 (a)所示位置时，导通功率管T1T4，即AB相导通，此时在电机定子绕组中产生如图2.4 (b)所示的电枢磁场，该磁场和转子磁场相互作用，使转子顺时针旋转，直至转子转至如2.4 (c)所示位置时，关断功率管T4，开通功率管T6，即换相到AC相导通，产生如2.4 (d)所示合成磁场，使电机继续顺时针旋转，这样在T1T4、T1T6、T3T6、T3T2、T5T2、T5T4、…的循环轮流导通下，便实现了AB-AC-BC-BA-CA导通的逻辑换相，进而转子不断连续的顺时针旋转。

图2.3无刷直流电机三相全桥星形连接

图2.4 无刷直流电机运行原理分析图

摘要

参赛作品为基于DSP28035的高速永磁无刷直流电机驱动系统。该系统以一台额定转速60 krpm的高速永磁无刷直流电机、交错并联的Buck电路以及全桥电路为硬件平台，以DSP28035为控制核心，实现了调压调速功能和基于坐标变换的无位置传感器新技术。为实现该系统要求，本作品充分利用了DSP28035的资源例如：CLA模块，模拟比较器、HPWM模块以及AD转换模块等。

1 引言

高速永磁无刷直流电机驱动系统由于基波频率较高（一般在1kHZ以上），利用逆变桥斩波进行调速的控制方式通常会受到开关管开关频率的限制，因此该系统多采用三相全桥前级加Buck电路进承担调压调速的功能，而三相全桥主要承担逻辑换相的功能。然而，传统Buck电路所需电感的体积较大，增加了系统的体积，降低了系统的功率密度。

高速永磁无刷直流电机的控制通常需要获得转子的位置进而实现逻辑换相，而位置传感器所带来的缺点例如：降低了系统的稳定性和可靠性，增加电机的尺寸，促使国内外诸多学者致力于研究无位置传感器技术。该技术的主要思想是利用电机绕组中相关的电信号（电压和电流信号），通过适当的处理方法判断或估算出转子的位置。高速永磁无刷直流电机驱动系统多采用反电势法中的三次谐波法，然而采用三次谐波作为转子位置信号具有以下缺点：1）信噪比较低；2）从电机设计的角度增加三次谐波含量（进而增加信噪比）将以增加电机铁耗作为代价；3）无法灵活地控制换相开通角；4）不适合应用在转子永磁体为平行充磁的电机。

本作品为增加系统的功率密度，以及克服传统无位置传感器技术的缺点，采用三Buck交错并联的方式进行调压调速，并提出了一种新颖的基于坐标变换法的无位置传感器技术。该Buck电路有效地降低了电感的体积，通过三路互差120°相位的脉宽调制实现了调压调速；所提出的无位置传感器技术利用反电势的基波信息，通过坐标变换构造出能够体现转子位置信息的信号且相位可控，实现了高速永磁无刷直流电机的逻辑换相，并提高了位置信号的信噪比且可以灵活的控制换相开通角。除此之外，为实现方波永磁无刷直流电机转速的实时估计，提出了一种新颖的正交坐标变换转速估计方法。在坐标变换无位置传感器技术的基础上，利用正交坐标变换重构出两实时保持正交关系的基波，并对其进行相应的解算，从而得到电机的转速信息。

系统创新

本次系统的基于TMS320F28335作为主控芯片，作为TI公司Delfino系列中处于中高端的一员，以其适合于控制器的外设功能和强大的硬件浮点能力成为了工业控制当中的先进的控制核心。本次《基于DSP28335的永磁同步电机调速系统设计》以TMS320F28335为核心，有以下创新：

（1）采用硬件浮点算法。目前大多数的电机控制算法都是采用定点方式进行运算，采用TI提供的IQ定点数学函数库进行处理。目前TMS320F28335的函数库为了兼容前者也有IQ库的功能，为了更好地利用TMS320F28335的硬件特性和浮点功能，本次系统设计采用硬件浮点的运算方式进行算法设计，提高算法的效率，减少CPU的负担，充分发挥TMS320F28335的性能优势。

（2）采用分段PID参数算法。对于不同分段的速度采用不同的PID参数，使各段性能达到最优，提高调速性能和不同目标速度下的调速效果稳定性。

（3）硬件上采用错误信号硬件保护。对比起经过错误信号后中断处理错误，硬件直接反应停机对保护电机和功率模块更加有效。本次设计采用数字逻辑芯片对错误信号进行处理，出现错误信号直接阻断PWM信号的输出，同步处理错误中断，更好地提高保护效果。

结论

本次系统设计使用了TMS320F28335作为主控芯片，对应用的2.2KW的永磁同步电机进行调速控制。本次设计完成了使用浮点功能进行的永磁同步电机的数字信号处理器方案，为提高电机控制的性能，使用更加先进的控制算法起了一个很好的开头。

从本次的实验结果看来，PID参数的分段设计很大程度上的满足了我们系统实现的基本要求，但可以看到，单相电流的波形没有达到更加稳定的正弦波波形，从D、Q轴电流图更能看出在PI调节后，还存在一定的震荡，需要进一步提高PI调节的稳定性，是往后继续提高系统性能的一个关键。同时还能看到，速度调节虽然能达到目标值，但响应速度还有提高的空间。综上，本次设计还有很大的提高空间，为了完善本系统，具体的后续工作如下：

1） 提高PID控制性能，实现更快的电流环、速度环响应。

2） 提高速度调节范围、使调速范围能达到在±3000rpm之间。

3） 在系统性能完善的条件下，进行伺服系统的调试，实现位置、速度、电流三环控制系统，并进一步实现单片TMS320F28335实现双电机控制的方案。

完善上位机监控软件，实现系统的整体监控管理。

4 软件系统设计

4.1.1主程序设计

    主程序的作用是对系统程序的初始化，并且设立死循环程序作为液晶显示和按键扫描，等待中断程序的产生。

    主程序框图如图4.1所示。程序流程是：系统上电或复位后，首先进行系统初始化，配置并使能系统时钟，初始化中断向量表。然后依次配置各外设引脚以及对外设的初始化。外设包括：ADC模块，EPWM模块，I/O端口，SCI模块和SPI模块。接着配置各个实际参数，包括：电机的铭牌参数，电流环以及速度环的PID参数，FIR滤波器的系数。最后进入主循环。在主循环里进行按键识别与数码管显示的程序。按键识别首先进行消抖处理，判断返回的键值，然后根据相应的键值在PWM中断里进行对应处理。数码管显示通过两段与三段数码管的组合，将任意变量值在数码管中显示。

图4.1主程序框图

4.1.2 CPUTIMER0定时器中断程序

    在定时器中断里， DSP触发AD采样，采样得到U V两相的电流值，并判断是否过流，若过流，则停止电机。如图4.2所示。

图4.2 定时器中断程序框图

4.1.3 PWM中断程序

    在PWM中断程序里DSP做了大量的运算，是整一个程序的核心。在设计中，将PWM中断的频率编程设为15KHz，即电机的载波频率。PWM中断程序的具体过程如下：首先，DSP通过SPI接口读取AD2S90芯片存储的电机位置信息，将读回来的值换算成电机的机械角度，并计算电角度。然后获取定时器0中断采样得到的U相与V相电流值，经过简单的滤波处理后，进行CLARKE变换和PARK变换，得到跟随电机转子运动的D轴和Q轴电流值，即励磁电流和转矩电流。接着，进行速度闭环和电流闭环的运算。先进行速度闭环，将给定电机转速与当前电机转速相减的差值送入速度环PI调节器中运算，得到Q轴的电流iq。再进行电流闭环，将iq﹑id分别与计算出来的实际的iq﹑id值进行比较，差值送入各自的电流环PI调节器(这里的id为0)。出来的结果经PARK逆变换之后转化成α﹑β两相的电压值。经过空间矢量SVPWM算法的运算最终控制DSP 6路PWM发生器产生不同占空比的PWM波，从而达到控制电机转速的要求。

图4.3 ePWM中断程序框图

4.1.5 SCI串行通讯接收中断

SCI串行通讯接收中断主要的作用是：接受设定的控制命定和速度值，其程序框图，如图4.4所示。

图4.4  SCI串行通讯接收中断框图

3.1 系统总体硬件设计

    本控制系统采用TMS320F28335为控制核心进行电机控制板的设计，以现成的功率驱动板作为功率放大驱动部分，通过信号接口进行控制。本次设计中应用了ePWM、ADC、SPI、SCI等外设，以及使用GPIO进行驱动模块的风扇、继电器、刹车电阻用的IGBT的通断控制，以及键盘、数码管人机交互的实现。本次设计采用了旋转变压器进行位置信号反馈，通过AD2S90进行位置模拟信号的处理。以下是本次设计的总体设计图，其中DSP28335控制板为本次设计的主要部分。

图3.1 基于DSP28335的永磁同步电动机硬件系统图

3.2 PWM控制电路

    本次控制系统采用SVPWM控制方法，PWM由DSP28335的ePWM外设产生，通过74HC245做输出缓冲增强负载能力，驱动功率驱动板上的光耦。功率驱动板采用现成的产品，选用的是IGBT模块7MBR50S120,1200V，50A的PIM。

    PWM的输出电路图3.2所示，通过一个PWM1S_ENABLE信号对PWM的输出进行输出或关断，PWM1S_ENABLE信号通过软硬件两个方法对输出进行保护，以保证在错误信号到来时硬件自动关断PWM输出，保护电机和驱动模块。硬件保护电路如图3.3，通过SN74HC74芯片做D触发器，74HC08与门对错误信号，复位信号，软件控制信号进行逻辑处理和判断，对错误信号进行迅速处理。

图3.2 PWM输出缓冲

图3.3 错误信号检测及硬件保护电路

3.3 模拟量输入通道

    TMS320F28335的ADC只能对0~3V的模拟信号进行转换。因此必须对功率驱动板反馈回来的电流信号、直流母线电压采集信号进行信号调理。本系统中需要读取的模拟量包括a、b相电流，母线电压值。

3.3.1 A、B相电流信号采集与调理

    电流反馈是永磁同步电机控制中的一个重要的环节，本系统中功率驱动板采用采样电阻采样A、B两相的电流，通过A7840隔离放大器对微电压信号进行放大，再通过TL082C运算放大器进一步放大双极性的电压信号，本控制板通过图3.3中的电路对双极性的信号进行变换，变为TMS320F28335可以处理的0~3V的单极性信号。模拟信号采用REF193提供参考电压源，通过固定放大倍数0.2倍的运放IN159做零点平移，并设计了防过压的电路，保证输入DSP的电压不会超过容忍范围。

图3.4 电流信号调理电路

3.3.2 直流母线电压采集与调理

    功率驱动板的电源管理部分已对母线电压进行了处理，其范围信号范围在控制在了0~3V之间，可以对其信号进行直接采样，如图3.5所示。

图3.5 直流母线信号调理电路

3.4 旋转变压器信号处理电路

    转子位置的检测在电机控制当中起着关键的作用，在电机控制策略当中无论使用无感还是位置传感的方法，都需要获得转子位置信息，才能进行SVPWM的产生。

    本设计中所使用的永磁同步电机采用旋转变压器作为转子位置信息的检测单元，通过正弦模拟励磁信号激发，反馈回来两组相位相差90°的正交正余弦信号，通过瞬时信号的检测来判断所在位置。为了把旋转变压器的模拟信号转换为数字信号，本次控制系统采用了AD2S90，AD2S99的芯片组合。由AD2S99产生励磁信号，由AD2S90把正交的正余弦信号进行模拟—数字转换，并通过SPI通信总线发送回DSP。其具体电路如图3.6所示。

图3.6 旋转变压器信号模数转换电路

3.5 数码管显示及键盘电路

    数码管显示及键盘输入是系统中一个简单的人机交互的方式，本次设计使用5位数码管与8键键盘，数码管的显示数据通过74HC164移位寄存器做串入并出的处理，以减少I/O口的使用，同时使用I/O口做5位数码管的位选。同时由于控制信号都是输出信号（Output），为了提高驱动力，控制信号采用了74HC245做输出缓冲。数码管显示的主要电路如图3.7所示。

    而键盘方面，直接使用8个I/O口做8位键盘的信号读取，八个按键开关直接连接I/O口和地，由DSP作I/O口扫描。

图3.7 数码管显示控制电路

3.6 隔离的RS485接口电路

    扩展通信是本次设计的一个主要内容，通过PC机对控制系统进行在线控制，需要使用通信接口。本系统利用DSP的SCI外设，通过隔离的方式进行RS485的工业通讯设计，采用了MAX488作为信号转换芯片，实现全双工的通信功能。通信接口电路如图3.8。

图3.8 带隔离的RS485通信接口电路

3.7 开关量控制信号

    本次使用的功率驱动板配有模块散热风扇，继电器，刹车电阻导通等部分的开关量控制信号。其信号通过74HC07做简单的缓冲输出。信号在功率驱动板上通过光耦TLP181进行隔离。

3.8 提高系统抗干扰性能的措施

    永磁同步电机的运行状态处在一个电磁干扰较复杂的环境当中，提高控制系统的抗干扰性能对控制的正确性和稳定性起着重要作用。本次硬件控制板采取了一下一些措施来提高其抗干扰的性能。

    （1）按功能划分的设计布局。设计当中把模拟部分和数字部分进行了空间上的划分，模拟地与数字地之间只通过磁珠进行连接，尽量避免数字信号与模拟信号之间的相互干扰，提高各种信号的性能。同时每一个功能模块电路都尽量集中在一个区域进行布局，减少了不同功能模块之间的相互干扰。

    （2）采用四层板设计。本次硬件系统设计采用四层板设计，中间两层分别为地和5V电源，即内电层，提高了系统对外界的抗干扰能力。

    （3）避免环形电路，不同的层之间尽量采用相互正交的布线方式，减少寄生效应。

    （4）采用旁路去耦电容。每一个器件都使用了参考值为0.1μF的旁路电容进行去耦，提高器件的电源质量。

    （5）由于控制接口到功率模块的走线距离不宜过长，在设计的时候连接线都尽量缩短距离，PWM的走线的距离尽量保持相当的距离，以提高控制质量。

2.2.3 抗饱和积分PI控制器的设计

    在电机控制中通常会用PI调节器进行调节，但如果直接用PI调节器进行调节的话，在饱和输出时积分环节往往还停留在一个比较大的值，所以，本设计所使用的电流和速度调节器都是带有积分校正的PI控制器，它的好处是，在能非常快的退饱和，能够有效地提高系统的动态性能，减少超调量。其算法框图，如图2.6所示。

图2.6 抗饱和积分PI控制器算法框图

    其中：为比例项的输出值，为比例系数，为当前误差，为积分系数，为积分项的校正系数，为积分项的输出值，为输出限副前的值，为输出值，和为输出限副的最大值和最小值。

(1)Kp参数分析：

    比例系数Kp的作用在于加快系统的响应速度，提高系统调节精度。Kp越大，系统的响应速度越快，但将产生超调和振荡甚至导致系统不稳定，因此Kp值不能取的过大;如果Kp值取较小，则会降低调节精度，使响应速度缓慢，从而延长调节时间，使系统动、静态特性变坏。

    (2) Ki参数分析

    积分环节作用系数 Ki的作用在于消除系统的稳态误差。 Ki越大，积分速度越快，系统静差消除越快，但 Ki过大，在响应过程的初期以及系统在过渡过程中会产生积分饱和现象，从而引起响应过程出现较大的超调，使动态性能变差；若 Ki过小，使积分作用变弱，使系统的静差难以消除，使过渡过程时间加长，

    (3) Kc参数分析

    积分饱和校正系数Kc的作用在于当控制器输出饱和时，能迅速使得积分项的输出值降下来，避免积分变量因累加过大，控制器输出值不能迅速退饱和而产生过大超调。Kc越大，控制器的输出值退饱和越快，但，Kc过大会使得输出值在饱和值附近产生过大的振荡使得系统反应过慢；Kc越小，控制器的输出值退饱和越慢，但，Kc过小会使得输出值长时间不能退饱和使得系统容易产生过大超调。

    (4)参数的整定

    PID参数的整定在工程上有很多方法，其中用得比较多的有仿真法和经验整定法。由于仿真法对电机参数的非常敏感，本次系统的参数整定使用经验整定法，经过反复的调试，对于不同速度段的PID参数进行整定，获得分段的PID参数。

2.2.4 电流环的设计

    电流环是整个永磁同步电机调速系统的内环，也是整个系统最重要的一环，其动态响应特性直接决定着整个系统的好坏。必须保证电流环的响应速度、控制精度,矢量控制策略才有可能实现。

    系统的载波频率为15kHz，即电流环的控制周期为15kHz/s。由于要同时控制D轴和Q轴的电流，所以电流控制需要两个电流环同时协调工作以达到Q轴电流与速度环给定的电流相等，D轴的电流等于零。Q轴电流调节和D轴电流调节均使用抗饱和积分PI调节器。

    电流调节器的参数整定的操作方法：1.把电机的转子固定，目的是为了消除电机转动时反电势的干扰；2.给定一个频率为1kHz的正反电流信号，目的是对应速度环所给电流信号的速率；3.分别采集给定电流信号和反馈电流信号进行对比，反复尝试调整PI参数，直到效果最好为止，从而整定PI参数。

2.2.5 速度环的设计

    速度控制也是交流伺服控制系统中极为重要的一个环节，其控制性能是伺服系统整体性能指标的一个重要组成部分。从广义上讲，速度环也应具有响应快，超调量少的特性。具体而言，反映为小的速度脉动率、快的频率响应、宽的调速范围等性能指标。选择好的三相交流永磁同步伺服电动机、分辨率高的光电编码器、零漂误差小的电流检测元件以及高开关频率的大功率开关元件，就可以降低转速不均匀度，实现高性能速度控制。但是在实际系统中，这些条件都是受限制的，这就要求用合适的速度调节器来补偿。

速度环不需要过高的采样频率，过高的采样频率容易引起系统的不稳定。在程序中，设定每20次PWM周期进行一次速度采样，即速度环的控制周期为0.75kHz/s。

    这里的速度调节器的参数整定跟电流环一样，都是通过反复调试确定的。

2.2.2 SVPWM的产生

SVPWM的产生是三相交流电机控制的关键，为了获得SVPWM波，控制单元必须产生控制信号来控制逆变器的开关以实现波形的输出。

SVPWM在交流电动机中按预定的电压相位工作，SVPWM产生脉冲信号，且能减少谐振。在信号转换方面，采用高速光电耦合器件，把这8个信号转换连接驱动功率模块产生8个不同相位电压V0~V7。图2.4描述了这种结构。

图2.4  矢量脉宽调制器的矢量示意图

矢量轴把图2.4分成六部分。相邻矢量的二维表示法只有一点点不同，在改变相序时，得出结论是：只有一个晶体管改变导通方式。但一个矢量转换到另一个相邻矢量模式的矢量时，在产生预定输出电压的采样T期间,这两相矢量时矢量和。

对于数字信号处理器TMS320LF28335，可以利用芯片集成的PWM信号发生器通过编程的方式来实现。任何给定输出所对应的空间矢量可以由图2.5所示的对称切换方式由基本空间矢量拟合出来。这种对称的输出方式可以非常方便地由TMS320LF28335通过软件的方法控制三路PWM发生器实现。

切换满足一下变化规律：（O000，Ux，Ux±60，O111，Ux±60，Ux，O000），其中x=0、120、240且有以下特点：

    （1）每个PWM通道在每一个PWM周期中切换两次；

    （2）在每一个由相邻两个基本矢量所划分的空间里，三路PWM通道的切换顺序保持一致；

    （3）每一个PWM周期中，输出状态都由O000开始；

    （4）每一个PWM周期中，插入的O000状态的值与O111均相同。

图2.5  三相空间矢量PWM波形

通过改变T1、T2的大小就能完成空间矢量的不同角度的产生。

2.2 系统关键算法

2.2.1 CLARKE变换及PARK变换

    在永磁同步电动机的控制当中，对电流的采样和反馈的关键是对三相电流与转子位置关系的解耦和反馈。如图2.1中的CLARKE变换和PARK变换就是完成这一工作，把采集回来的A相、B相电流，转换成与转子位置无关的动坐标系的D-Q轴电流，再进行电流环的控制。

    CLARKE变换和PARK变换都是基于三相交流电机的数学模型的变换公式，其中CLARKE变换是把每一个瞬时的静止a-b-c三相定子电流坐标空间转换成静止的d-q坐标系，如图2.2所示。

图2.2 定子静止a-b-c坐标系与静止d-q坐标系

    坐标系变换关系为：

               （式2-1）

    而PARK变换则是吧静止的d-q坐标系转变成跟着转子旋转旋转的动坐标系D-Q坐标系，以完成电流与转子位置的解耦。具体原理如下图2.3。

图2.3 静止d-q坐标系与旋转D-Q坐标系关系图

    如图所示，D轴为转子磁场指向的方向，ID、IQ的值由D轴及d轴的夹角和Id、Iq有关，其具体公式如下：

                （式2-2）

2.1 系统整体设计方案

如图2.1所示，整个永磁同步电机调速系统工作在速度控制模式下，通过串行SCI接口输入速度值以及电机转向。当输入位置控制信号，信号回首先输入位置环，位置环输出速度信号，速度环对输入速度信号进行PI调节，输出Q轴参考电流，D轴的参考电流始终保持为0，然后在分别对两电流作PI调节，得到两相运动的电流信号，接着通过逆PARK变换，变换成两相静止的电流信号，静止的电流信号通过SVPWM模块产生出六路PWM控制功率逆变器驱动电机。

U相和V相的电流值由分别安装在两相上的采样电阻及后续放大处理电路得到，并通过DSP的AD模块输入。DSP将得到的U相和V相的电流，通过CLARKE变换变成静止的两相电流，再通过PARK变换把静止的两相电流转换成运动的两相反馈电流，送入电流环中进行运算。

通过安装在电机尾部的旋转变压器，以及负责将旋转变压器的模拟信号转换成数字量的AD2S90与AD2S99芯片，可以准确地读取永磁同步电机转子的位置，并将此位置以数字量的方式通过SPI传送给DSP。DSP可计算出电机的当前速度，反馈给速度环，并且将电角度的值赋予PARK变换与PARK逆变换。

图2.1 永磁同步电机磁场定向控制原理框图