嵌入式技术

6.2.8存储器分配

1. C编译器生成的段

C编译器生成的段有两种基本的类型，即初始化段和未初始化段。

初始化段有：

.cinit段，包含初始化数据表格和常数。

.pinit段，包含实时运行时调用的数据表格。

.const段，包含用const定义（不能同时被volatile定义）的字符串常量和数据。

.switch段，包含switch语句所用表。

.text段，包含所有可执行代码。

未初始化段保留了存储器空间。一段程序可以在运行期间使用这个空间来生成和存储变量。未初始化段有：

.bss段，为全局和静态变量保留了空间。在启动和装载的时候，C启动程序或装载程序从.cinit段（通常在ROM中）复制数据并用这些数据来初始化.bss段中的变量。

.stack段，为C系统堆栈分配存储地址。这个存储地址用来传递变量和局部存储。

.sysstack段，为第二系统堆栈分配存储地址。

.sysmem段，为动态存储分配保留空间。这个空间被malloc、calloc和realloc函数调用。如果C程序不使用这些函数，编译器就不会创建.sysmem段。

.cio段，支持C I/O。这个空间用来作为标签为_CIOBUF_缓冲区。当任何类型的C I/O被执行（如printf和scanf），就会建立缓冲区。缓冲区包含一个对stream I/O类型的内部C I/O命令（和需要的参数）及从C I/O命令返回的数据。.cio段必须放在链接器命令文件中才能使用C I/O。

注意：汇编器生成了叫做.data的段，但C编译器并不使用这个段。

链接器从不同的模块中将段取出并合并，合并后有相同的名字。生成的输出段和适当的存储位置如表6-2所示。

表6-2 段及其存储位置

2. 堆栈

在C编译器中，使用堆栈来放置局部变量、传递参数给函数、保存处理器状态。堆栈被放在存储器的一个连续块中，并从高地址到低地址存放数据。编译器用硬件堆栈指针（SP）来管理堆栈。代码不会检查是否在运行时间内堆栈出现溢出。堆栈溢出出现在堆栈生长超过了分配的存储空间的极限。必须为堆栈分配合适的存储空间。

C55x也支持第二系统堆栈。为了和C54x兼容，系统堆栈保存低16位地址。第二系统堆栈保持C55x的高8位返回地址。编译器使用第二堆栈指针SSP来管理第二系统堆栈。

这两个堆栈的大小都由链接器设置。链接器也会生成全局符号_STACK_SIZE和_SYS STACK_SIZE，并给它们指定一个等于各自堆栈大小的值。两种默认堆栈大小都是1000字节。在链接时间内，通过链接器命令中的-stack或-sysstack选项可以改变堆栈大小。在选择了这个选项后堆栈大小立即被指定为常数。

3.动态存储器分配

由编译器提供的运行时间支持库包含几个在运行时间内为变量动态分配存储器的函数（malloc、calloc和realloc）。

存储器被从一个在.sysmen段定义的全局池（pool）或堆（heap）中分配出来。可以通过-heap size选项和链接器命令来设置.sysmem段的大小。链接器会生成一个全局符号_SYS MEM _SIZE，并为它指定等于heap字节数的值。默认大小为2000字节。

动态分配的对象必须用指针寻址。为了在.bss段中保留空间，可以通过从堆中定义大数组来实现，而不是将其定义为全局或静态变量。

例如，不用如下定义：

struct big table[100];

而使用指针并调用malloc函数：

struct big *table;

table=(struct big*)malloc(100*sizeof(struct big));

系统创新

本设计采用单DSP双PWM控制，以TMS320F28335为控制核心，其时钟频率高达150MHz，并且具备浮点运算单元（FPU），68K的RAM和512K的Flash，在运算速度和运算精度上满足了双PWM变频控制系统的需要，主要的创新点如下：

（1）双PWM变频控制，实现交流调速的四象限运行和能量回馈，既提高了可靠性，也实现了节约能源；整流部分采用可控整流控制，实现了功率因数为1，提高了功率因数，达到了抑制了谐波污染的目标。

（2）本文以TMS320F28335为核心，构建了一个三相双PWM系统实验平台，对实验平台进行了软硬件设计，和系统的全数字化实现，完成了一体化控制策略的研究。

评测与结论

为了对控制系统策略进行实验验证，搭建了如图所示的双PWM变频器的实验平台。异步电机的铭牌数据如下：

额定功率：； 额定转速：；

额定电压：； 额定电流：；

功率因数：； 设计标准：JB-T7565.1-2004；

图10 实验平台结构图

SVPWM调制算法是变频控制系统的基础，上文已经通过Simulink对改进的三电平SVPWM算法进行了验证，为了进一步验证该算法，在以DSP为控制核心的实验平台上，对SVPWM算法进行了实验。

图11  电流波形与FFT分析

电机启动过程中，控制系统检通过ADC检测到的A相电流波形如图所示，给定频率为25Hz时，电机相电流波形如图所示，使用示波器的谐波分析功能，对电流波形进行谐波分析，可以发现电流波形的基波频率与给定频率一致。

其空载时的转速波形如下所示，与仿真结果相一致，具有良好的动态性能。

图12  转速波形

综上，本设计开发了以TI公司的TMS320F28335为核心的硬件控制电路，并且在此基础上，搭建了双PWM变频器的实验平台。在平台上，对上文所述的SVPWM算法进行实验，通过实验波形可以进一步验证SVPWM算法的正确性；对VF控制系统进行了实验研究，通过电机的空载实验，表明控制系统实现异步电机的一体化变频控制，具有良好的动态性能。

系统软件设计

系统的控制算法采用VF控制，VF控制是指在调速过程中保持电压和频率的比值不变，即在改变电源频率的同时，保证电机的定子磁通恒定。

交流异步电机定子绕组的感应电动势有效值为：

其中，k为常数，为定子磁通，U为定子电压，为频率，E为感应电势。

在进行变频调速时，在U不变的情况下，如果下降，增加，将引起磁通饱和，电流波形畸变，削弱电磁转矩，影响机械特性，如果增加，则下降，导致负载能力下降。因此，在改变的同时，改变U，保持U/ =为恒值。同时还应考虑电压较低时的定子压降。

由于VF控制具有软、硬件实现简单、性价比合理等优点，而在交流调速中得到了广泛应用。

调制算法采用SVPWM控制，该算法的核心是保证电压空间矢量 (三相定子电压矢量和)的运行轨迹为圆形，并产生谐波含量较少、直流母线电压利用率较高的输出。根据伏秒平衡原理，利用逆变器功率开关管的8个开关状态所确定的基本电压矢量和顺序组合，以及开关管导通时间的调整，可以获得所要求的参考电压空间矢量，从而实现交流电动机的变频调速。本设计在基本算法的基础上。采用消除偶次谐波的SVPWM算法，收到良好的效果。

本文基于VF控制模式，结合SVPWM算法，设计了用TMS320F28335实现的三相异步电机变频调速方案。

其算法框图如图7所示：

图7  VF控制系统框图

在空载情况下的MATLAB仿真结果如下图所示，给定速度为900rpm，分别为转速和电流波形：

               （a）                               （b）

图8  （a）转速  （b）相电流

从仿真结果可以看出，电机动态响应良好，运行情况稳定，从理论上验证了该算法的可行性。

整流侧采用电压定向控制，这种策略类似于异步电机的矢量控制方式，将同步旋转坐标系定向在电网电压矢量上，通过控制电流矢量与电网电压矢量同向，来实现PWM 整流器的单位功率因数运行。

    本设计的程序流程中，把电机的状态分为四种状态，即系统空闲，系统启动，系统运行，系统停止。中断系统采用了EPWM中断和定时器中断，在这里不做赘述。下面只以主程序为例进行说明，流程如图9示：

图9 系统主程序流程图

1. 系统硬件设计

本系统对控制电路中的DSP外围电路、ADC接口电路、码盘接口电路、电平转换电路等进行了设计，下面对其关键部分进行详细的介绍。

1.1 DSP外围电路

DSP的外围电路主要包括：电源电路、时钟电路、复位电路、JTAG接口电路和外部存储电路。

（1）电源电路

TMS320F28335的I/O引脚和可编程Flash的电压是3.3V，而内核的供电电压是1.9V，因此，DSP芯片需要3.3V和1.9V两种电压供电。这里采用TI公司专门为DSP控制系统设计的电源芯片TPS73HD301，该芯片输入电压为5V，输出有固定3.3V和1.2V—9.75V可调，每路输出最大750mA，通过调节R23和R24的电阻值可以调节输出电压至1.9V。

（2）时钟电路

TMS320F28335的时钟频率为150MHz，由30MHz的外部时钟信号通过DSP内部的PLL倍频得到。这里采用30MHz的有源晶振。有源晶振与无源晶振相比，不需要DSP的内部振荡器，信号质量好，比较稳定，而且连接方式相对简单，不需要复杂的配置电路。

图4 时钟电路

（3）复位电路

为了防止系统出现死机等状况，需要手动复位电路，当按下复位按钮后，会产生一个低电平脉冲送入DSP的复位引脚。这里采用复位芯片SP708R，复位芯片与常规的复位电路相比可靠性更高，电路更加简单。复位电路如图5所示。

（4）JTAG接口电路

TMS320F28335通过标准的14针JTAG接口与仿真器连接，仿真器通过USB线缆与PC机连接，这样才能实现DSP的在线编程和调试。因此JTAG接口在控制系统中是必不可少的。

图5  DSP复位电路

（5）外部存储电路

    控制系统需要保存大量的参数，例如电机的铭牌参数、PI调节器的参数、故障代码等，考虑到DSP的I/O端口电压为3.3V，故选用3.3V的EEPROM芯片24WC256。DSP通过I2C总线对24WC256进行读操作和写操作。

3.2  ADC接口电路

为了实现三电平逆变器的VF控制，需要检测直流母线电压和异步电机的相电流，对于TMS320F28335的ADC模块，模拟量的输入范围为0—3V，而电压、电流传感器的输出值往往不在这个电压范围内，因此需要设计ADC接口电路，对传感器检测到的电压值进行量化处理，满足TMS320F28335对于模拟量输入的要求。

电压检测接口电路如图6所示：

图6 电压检测电路

下面以为例进行说明，通过R29和R30分压，对电压测量值的电压值进行调节；通过R35、R38、C35、C38和U14A组成的有源滤波电路对电压测量值进行滤波处理；通过C74、R92和U14B来调节输出电阻；通过齐纳二极管D9和D10对模拟量输入的限幅，防止输入电压值过大，烧坏DSP的ADC模块。

电流检测接口电路，电路的基本结构和电压检测接口电路类似，在电压检测电路的基础上，增加了直流偏置电路。

3.3 码盘接口电路

在异步电机的矢量控制中，需要使用光电编码器来检测电机转速。选择的编码器为欧姆龙公司的E6B2-C，分辨率为每转1000个脉冲，采用+15V供电，光电码盘反馈的脉冲信号也为15V，因此需要设计码盘接口电路来进行脉冲信号的电平变换。

3.4 电平转换电路

DSP和CPLD的I/O端口电压为3.3V，而很多的外部接口电路，例如IGBT驱动电路的输入电压、码盘接口电路的脉冲信号、数字量输入和数字量输出的电压信号均为5V。因此需要电平转换电路，来实现控制电路和外部电路的信号传递。这里选择TI公司的电平转换芯片SN74ALVC164245，该芯片支持16路信号的电平转换，驱动能力强，并且可以通过DIR引脚来设置信号的传输方向。

1. 系统方案

本设计的三相PWM变频器系统实验平台的硬件由两大部分组成，分别是主电路部分和控制电路部分。如图1所示。

图1 系统实验平台结构图

系统主电路部分主要由网侧滤波电感、三相整流桥、直流储能电容、三相逆变桥和异步电机组成。

控制电路部分以TMS320F28335 为核心，辅以电流、电压、速度检测和PWM 驱动等模块电路。

1） 主电路

采用三相整流桥和逆变桥，可实现双侧的PWM控制，实现电机的四象限运行，能量回馈，达到节约能源，减少谐波污染的目的。主电路结构图如图2所示。

图2 主电路结构图

2）控制电路部分

硬件控制电路以TI公司高性能的32位浮点DSP控制芯片TMS320F28335为核心，辅以电流、电压、速度检测和PWM 驱动等功能电路。控制系统结构图如图3所示。

TMS320F28335的时钟频率高达150MHz，并且具备浮点运算单元（FPU），68K的RAM和512K的Flash，在运算速度和运算精度上完全可以满足高性能双PWM变频控制系统的需要。此外，TMS320F28335还具有丰富的片内外设单元，最高支持18路PWM信号输出，具有2个正交编码单元（eQEP）、6个捕获单元（eCAP），支持CAN、SCI、SPI、I2C通讯[42]，通过数模转换单元（ADC）可以实现电机电流信号、直流母线电压信号的A/D转换，通过正交编码单元（eQEP）实现电机速度的检测和电机的旋转方向，通过脉冲调制模块（ePWM）生成12路PWM驱动信号，正好可满足两电平系统所需的全部12路PWM信号。采用互补输出模式，在DSP内加入死区延时，保证主电路的可靠工作。

图3 控制系统结构图

目前应用在变频器上的PWM调制方法可以分为两类：基于载波的SPWM调制方法和空间矢量脉宽调制（SVPWM）。SPWM算法，就是利用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，其脉冲宽度是由正弦波和三角波相交生成的，来等效正弦波形。SVPWM算法，就是用逆变器每个开关周期内输出的三相脉冲电压合成电压矢量，与期望输出的三相正弦波电压合成的空间矢量（参考矢量）等效。SVPWM算法的直流母线利用率较高，但是SPWM算法注入三次谐波以后也可以到达的相同直流母线利用率。

控制系统采用VF控制策略，调制波部分采用SVPWM调制方式。

在异步电动机的调速系统中，变压变频调速系统(Variable Voltage ariable Frequency System)是控制性能最好，效率最高的调速系统．VF控制是指在调速过程中保持电压和频率的比值不变，即在改变电源频率的同时，保证电机的定子磁通恒定．由于其具有软、硬件实现简单、性价比合理等优点，而在交流调速中得到了广泛应用。

SPWM和SVPWM并不是两种孤立的调制方法，典型的SVPWM是一种在SPWM的相调制波中加入了零序分量后进行规则采样得到的结果，只不过从实现方法上来看，SPWM算法更适合于硬件电路实现，而SVPWM算法更适合于数字化控制系统。因此，SVPWM算法目前广泛的应用于数字控制的电压源型逆变器中。本设计中，采用SVPWM调制方法，同时，为了消除偶次谐波，采用小矢量对称的开关顺序。

摘要

随着电力电子器件和微处理器技术的不断发展，交流变频调速系统得到了迅猛的发展；本文设计了以TMS320F28335为核心的硬件控制电路，对交流调速SVPWM算法进行了实验，实验结果验证了这种算法的正确性。在此基础上，对变频调速系统的VF控制系统进行了实验研究，实验结果表明：控制系统实现了异步电机的变频控制，具有良好的动态响应。

引言

近年来，交流变频调速装置在工业中得到了广泛的应用，根据国家有关部门的调查统计，我国发电量的50%以上用于推动电动机做功，其中90%的电动机是交流电动机。这类高压电动机被广泛用于电力、冶金、钢铁、石化、煤矿等大、中型企业，拖动风机、泵类、压缩机等各种负载设备，而且大多数采用直接恒速拖动，每年都会造成大量的能源浪费。此类负载工况变化较大，如采用交流调速技术实现变速运行，节能效果明显。因此，我国的高压变频器市场规模十分庞大，根据相关统计，2009年市场规模达到了39亿元，并且市场规模将持续的增长，预计到2012年将达到85亿元。

由于国内大容量高性能交流调速系统的研制工作起步较晚，仅有少量产品投入运行，目前很多必须的场合均为国外产品所占领。而国外产品一般价格较高，很难为一般用户所接受；且国外的电网等级一般为3kV，而国内的电网等级多为6kV和10kV，直接从国外进口变频器存在着电网等级不匹配的问题。以上原因相应的限制了此类系统在我国的推广和应用。因此，研制出性能可靠、价格合理的高压大容量高性能变频调速装置并尽快投入批量生产，具有重要的现实意义。同时不可控整流器的谐波污染问题越来越得到重视，应用PWM整流器，解决谐波污染得到了广泛的共识。

针对以上问题，本系统设计利用TMS320F28335为控制核心的实验系统，对双PWM变频调速系统的控制进行了实验研究。

5 系统创新

本作品为增加系统的功率密度，采用三buck交错并联电路进行调压调速；采用一种新颖的基于坐标变换法的无位置传感器技术实现了该系统的逻辑换相，并采用正交坐标变换实现了电机转速的实时估计。

6 评测与结论

评测标准为如下所述：

1） 实现该系统闭环调速

2） 实现基于坐标变换法的无位置传感器技术，进而实现逻辑换相；

3） 实现基于正交坐标变换法的转速估计策略，进而实现转速估计。

附录

Buck电路

三相逆变桥及走线板

无刷直流电机

DSP控制电路

4 系统软件设计

该系统所需达到的控制功能：分为起动和切换到基于旋转坐标的无位置传感器闭环控制以及调压调速两部分。其中基于坐标变化法的无位置传感器技术又包括逻辑换相判断和转速估计两部分。本系统采用开环起动，加速过程中有位置反馈，确保了起动的可靠性。当电机转速达到设定转速后，控制方式切换到旋转坐标法下运行。在无位置运行下，对三个交错并联的buck电路进行斩波控制实现调压调速。

系统主要完成以下功能：

(1) 实现电机电流闭环启动，该部分主要包括转子初始位置检测、加速以及切换到无位置传感器技术三个过程。

(2) 采集三相端电压，经坐标变换后的过零点来模拟换相信号，控制三相逆变桥实现换向。

(3) 正交坐标变换估算速度，进而计算出β值实时反馈，实现位置信号相位误差校正，同时实现转速闭环控制。

(4) 实现速度、母线电压、母线电流的闭环控制，实现调压调速功能。

系统软件设计以系统实现的功能为依据分为：主程序、无位置启动子程序、转速估计子程序、坐标变换无位置传感器技术子程序、调压调速子程序。下面就各功能模块进行详细介绍。

4.1 主程序

主程序流程图如图4.1所示。程序初始化后，Buck电路输出固定占空比的电压，判断电压是否大于U_th，如果大于则进入无位置启动子程序，再判断转速是否大于N_th，如果大于则切换到坐标变换无位置闭环运行程序。

图4.1 主程序流程图

4.2无位置启动子程序

无位置闭环启动程序作为独立的软件包给出。包含的零初始位置检测、转子位置闭环加速、切换至无位置运行。

本系统应用了CPU定时器0的周期中断。起动阶段首先进行初始位置检测，检测到转子位置后实施加速，同时开启切换判断。若切换条件满足，起动结束；否则，继续加速直至切换条件满足。

图4.2为初始位置检测子程序。定时器0的周期寄存器用来设置脉冲和续流时间。在一个周期中断里施加一个检测电压矢量，在接下来的中断通过ADC采样直流母线电流，并实施续流，这样往复循环六次，即可得到六个不同的电流值，比较六个电流的大小就可以获得转子的初始位置。程序末尾通过置flag_speedup为1来启动位置闭环加速程序。

图4.3为位置闭环加速子程序。在得到转子初始位置后，就可以施加第一个加速电压矢量，让电机加速，加速时间仍然由定时器0的周期中断产生。初始位置检测结束后，切换判断与加速程序同时开启。在加速阶段，每次进入周期中断后，首先判断flag_speedup标志位。如果flag_speedup为1，说明加速需要继续进行；否则，加速结束。每次加速电压矢量维持时间结束后，需要进行位置检测。此时，由于预先知道上一个位置信号，因此只需施加两个检测电压矢量就能获得转子所在新的区间。通过比较两个检测电压矢量对应的电流大小来确定转子是否转至下一区间。若转子已转至下一区间，就相应调整加速电压矢量，否则继续施加原来的加速电压矢量。

图4.2 初始位置检测                 图4.3 位置闭环加速

图4.4 为切换判断子程序。在加速过程中，利用坐标变换法实时计算电机转速。当电机转速达到设定1000rpm时，断开全桥逆变器的所有开关管，为切换做准备；同时复位flag_speedup、置位flag_switch，用以屏蔽加速程序，并开启无位置闭环控制程序。

       图4.4 启动切换            图4.5 旋转坐标法速度估算

4.3 转速估计子程序

速度估算算法需要对静止三相坐标轴进行两次坐标旋转，而且旋转得到的两个坐标系互差。在这两个坐标系下分别计算其电量，利用正切函数的单调性就可以计算出电机转子电角度。将此转角对时间微分求得电机电角速度，这样就不难得到电机的机械转速。该速度可以用于切换判断和转速闭环。图4.6为旋转坐标法速度估算程序流程。

4.4 坐标变换无位置传感器技术子程序

图4.7为旋转坐标法位置估计程序流程，旋转坐标变换无位置运行模式下，首先，用 ADC模块采样经过滤波后的三相端电压。然后，根据旋转坐标法估计出的转速计算硬件滤波器的滞后角，可以确定不同转速下旋转坐标的角度β。根据可控角β，实时补偿由一阶RC低通滤波器造成的位置信号相位上的误差，进而达到较宽转速工况下准确换相。最后，根据坐标旋转后的三相端电压计算出在新坐标系上的电量，并进行过零判断。在Timer0中断中实时查表换相。图4.8为无位置换相逻辑。

图4.6 旋转坐标法位置估计         图4.7 无位置换相逻辑

4.5调压调速子程序

电机切换至无位置运行时，开始闭环调速，调速系统为三环控制系统，包括速度外环、电压中环、电流内环、位置校正环等环节，其原理框图如图4.8所示。

对于转速外环，将速度估算模块求出的实际值与给定值作差，经过PI调节器，并对 PI的输出结果进行限幅处理，得到电压环的参考Uref；同理，将此参考值与直流母线电压采样值比较得误差，设计PI调节器，计算出电流内环的参考Iref；同理，将此参考值与3路电感电流采样值比较得误差，设计PI调节器，计算出Epwm模块的比较寄存器值。程序流程图如下所示：

图4.8速度电压电流三环调速系统

3.2 数字控制器设计

Piccolo MCU包含40和60 MHz的版本、高达128 KB的快闪存储器、12位ADC以及ePWM，以及包括通信协议、片上振荡器、模拟比较器、通用I/O等在内的各种业界标准外设。另外该芯片支持单电源供电、具有上电复位及掉电复位功能，内部含有硬件模拟比较器，精简管脚方便硬件设计，降低布线成本。

3.2.1 DSP最小系统电路设计

DSP最小系统如图3.6所示，包括DSP芯片、电源电路、复位电路、时钟电路及JTAG接口电路。为了便于二次开发，最小板把所有的芯片引脚都引出。

图3.6 DSP最小系统图                                             3.7  DSP供电电路

①电源及复位电路设计

DSP系统一般都采用多电源系统，电源及复位电路的设计对于系统性能有重要影响。TMS320F28035是一个功耗较低芯片，内核电压为1.8V，I/O电压为3.3V。本文采用TI公司的TPS767D318电源芯片。该芯片属于线性降压型DC/DC变换芯片，可以由5V电源同时产生两种不同的电压（3.3V和1.8V），其最大输出电流为1000mA，可以同时满足一片DSP芯片和少量外围电路的供电需要。如图3.7所示，该芯片自带电源监控及复位管理功能，可以方便地实现电源及复位电路设计。

②时钟电路设计

TMS320F28035这款DSP具有2个片内时钟振荡器，同时具有1个晶振输入和1个外部时钟输入。默认情况下，系统内核时钟是由INTOSC1提供的。本实验平台使用的是片内时钟振荡器，但是为了可靠性备份了外部有源时钟方式，选择一个3.3V供电的30MHz有源晶振实现。系统工作是通过编程选择2倍频的PLL功能，可实现F28035的最高时钟频率60MHz，时钟电路如图3.8所示。

图3.8  DSP时钟电路             图3.9  DSP JTAG电路

③ DSP与JTAG接口设计

DSP仿真器通过DSP芯片上提供的扫描仿真引脚实现仿真功能，扫描仿真消除了传统电路仿真存在的电缆过长会引起的信号失真及仿真插头的可靠性差等问题。采用扫描仿真，使得在线仿真成为可能，给调试带了极大方便。JTAG接口电路如图3.9所示。

3.2.2 DSP外围控制电路设计

DSP外围控制电路框图如图3.10所示，包括调AD理及保护电路、SPI实现D/A转换电路、异步串口通信电路、捕获端口调理电路及PWM电平转换及保护电路。

图3.10 DSP外围控制电路

①AD调理及保护电路

TMS320F28035内部集成16路转换精度为12bit的A/D转换通道，但是其转换电压范围只能在0-3.3V，通常传感器的输出电压需要经过调理电路调理然后才能连接到DSP上。图3.12为调理电路。为了增加电路输入阻抗，电路中增加了跟随电路如图3.14。

图3.11电压跟随电路                图3.12 A/D调理电路

图3.13为母线电流保护电路。LA28-NP是电流型检测装置，Rs和C构成采样和滤波电路。将采样电流和允许的最大电流值经比较器LM393比较得到过流保护电平信号。

图3.13 过流保护图                           3.14 过压保护

图3.14为过压保护电路，R1、R2对直流母线电压分压采样，与给定的最大电压值比较产生过压保护电平信号，该信号与过流保护信号进行逻辑或运算后连接到IPM和DSP的故障保护输入引脚，从硬件和软件两个角度同时进行保护操作。

② SPI实现D/A转换电路

串口外设接口（SPI）是一个高速同步的串行输入/输出接口。SPI通常用于DSP和外部外设及其他处理器之间的通信。主要用于显示驱动器、ADC及日历时钟等器件间的接口，也可以用于主/从模式实现多处理器的通信。本电路板设计了和TLV5614配合实现DA的电路另外引出了SPI模块接口。

图3.15 为TLV5614引脚图，FS为帧同步信号，帧同步脉冲的下降沿表示串行数据帧的开始。/LDAC为输出刷新信号，为低电平时，DAC输出端口进行数据刷新。/CS为片选信号，为低电平时芯片工作。/PD为掉电模式，低电平有用，一般拉高不使用。图3.16为SPI_TLV5614接线图。

图3.15 TLV5614引脚图                图3.16 SPI_TLV5614接线图

③异步串口通信电路

串口通信（SCI）是一种采用两根信号线的异步串行通信接口，又称UART。在TMS320F28035中有两组SCI通信，SCIA和SCIB。MAX485接口芯片是Maxim公司的一种RS－485芯片。根据TMS320F28035已有的资源设计SCI串口通信的话，通过RS232/RS485转换电路将PC机串口RS232信号转换成RS485信号，所以可以选用MAX485芯片。具体的电路设计如图3.17所示。

   图3.17 RS485串口电路         图3.18 霍尔信号异或电路

④捕获端口调理电路

由于TMS320F28035芯片只有一个eCap口，为了实现3路霍尔信号的上升下降沿都能触发eCap中断，选用了MC74HC86AD芯片来实现3路霍尔信号的异或，得出的信号接到eCap接口。

⑤PWM电平转换及保护电路

TMS320F28035输出PWM波形的高电压为3.3V，而实际工业中，驱动电压需要5V电平，所以DSP直接产生的PWM信号不能满足要求。这就需要将DSP产生的3.3V信号转换为5V驱动信号。选用电平转换芯片SN74ABT541实现该功能。为了实现电路的硬件保护，加了SN74HC132D来实现故障信号的锁存。

图3.19 PWM电平转换及保护电路

3 系统硬件设计

图3.1为该系统硬件总体框图，整个系统由功率驱动电路、调理与保护电路、DSP控制电路及无刷直流电机本体四大部分组成。本节将分为两部分，即功率驱动硬件部分和数字控制硬件部分，阐述该系统的硬件设计。

图3.1  无刷直流电机系统硬件框图

3.1功率与驱动电路

本节先根据系统的特点，分析电路的拓扑选择，然后按照电路的三级结构，逐级说明其具体实现过程。

3.1.1 功率电路拓扑选择

该电路输入单相交流电（220V/50Hz），输出直接驱动无刷直流电机。电机前级需有三相逆变桥实现换相，由于电机频率较高，因而受三相逆变桥开关频率的限制，无法采用逆变桥PWM脉宽斩波控制实现调速控制。本功率系统结构选择“交流-直流-直流-交流”方式，即在逆变桥前级加入buck电路，采用buck调压调速方式控制该高速永磁无刷直流电机。功率电路结构框图如图3.2所示。

图3.2  功率电路结构框图

3.1.2 启动缓冲电路

图3.2中第一级采用二极管不控整流，再用大电容滤波后得稳定直流电压。电路上电时，由于电容两端电压不能突变，上电产生瞬间的大电流给其充电，该电流太大将造成损坏。为此，电路中加入了启动缓冲电路。如下图3.3所示，上电时晶闸管尚未导通，通过串联回路给充电，充电电流较小，缓慢上升，电容受到保护。再利用电阻、对分压采样，当上升到约输入电压峰值的时，采样电压将超过设定的门限电压，通过比较器后驱动光耦，从而触发晶闸管导通。晶闸管导通后，被短路，电路进入正常工作状态。此后向后级供电的过程中，晶闸管一直导通，、的阻值非常大，不对后级产生影响。后级关断或电路掉电时，关断，为提供放电回路。图中由经电阻分压得到，而是由模块电源获得。

图3.3  启动缓冲电路示意图

3.1.3 直流-直流变换

该环节实现调压调速功能，直接利用Buck变换器降压，但电机满载时该电路输出电流很大，所需输出滤波电感太大。为减小系统体积重量，采取Buck的交错并联结构，即将多个Buck电路并联，且各支路开关管交错导通，占空比相同。图2.5为三相交错并联Buck电路。

考虑后级逆变器损耗，设计本级输出额定电压150V，额定电流15A，每一支路额定电流5A。关键器件选型如下：

①功率开关管Q2、Q3、Q4

由于开关频率为50KHz，3个开关管选用的是Power MOSFET，流过开关管的平均电流最大值IQdm和瞬时电流最大值IQm分别为

开关管漏源电压峰值为

选用型号为IRFP460，漏极电流额定值13A(TC=100℃)，峰值80A，漏源电压额定500V。

②电感L1、L2、L3

设计时保证电感电流连续，考虑电机空载时支路电流最小值为Imin=1A，则

实际取电感1mH，额定平均电流5A。

③电容C2

在不考虑输入电压波动的情况下，输出电压波动小于10%，计算电容值为

实际上输入电压波动较大，选取滤波电容C2=680uF，确保输出电压稳定。

MOS管驱动电路核心器件采用带光耦隔离的驱动芯片HCPL-3120，该芯片具有驱动电流大，开关反应速度快等特点。驱动电路如图3.4所示，HCPL-3120内部结构如图3.5所示。

图3.4  驱动电路示意图            图3.5  HCPL-3120内部结构图

3.1.4 直流-交流变换

逆变环节由六只开关器件组成三相全桥，本电路采用三菱公司IPM模块PM25RLA120作为逆变部分的核心器件。该模块包含了六个IGBT、六个续流二极管、栅极驱动电路、逻辑控制电路以及欠压、过流、短路、过热等保护电路。模块的主电路部分共分为6个端子，即直流电压输入正、负极，三相交流电压输出端U、V、W，还有一个电机制动用Break端；控制部分共有19个端子，用于PWM信号（6路）与刹车制动信号（1路）输入、故障信号（4路）输出及驱动电源（4路×2），DSP生成的PWM信号需通过光耦隔离后输入。该智能模块的应用，减小了装置的体积，提高了系统的特性。由于PM25RLA120内部已经包含功率器件的驱动，使用时只需加光耦隔离和驱动电源。