Only U is in my heart!
I will be right here waiting for you.

基于DSP28035高速永磁无刷直流电机控制系统(三)

2.2调压调速的实现

普通转速永磁无刷直流电机普遍使用PWM斩波调速。但是对于高速的BLDCM,PWM调速有以下缺陷:1)开关管的开关频率、电压电流应力要求较高;2)开关过程在电机中感应出高频交变磁场,有涡流损耗,造成的温升甚至可能使永磁体退磁。

综上所述, 高速BLDCM驱动系统往往需要在电源和逆变器之间采用Buck实现调压调速。但是,Buck电路中输出滤波电感的体积庞大,为了提高系统的功率密度以及效率,本作品该部分电路采用三相交错并联Buck变换器拓扑。

图2.5是将三个互差wps_clip_image-26441[6]运行的Buck电路进行并联,得到三相交错并联Buck电路。三个开关管用相同频率、相同占空比、而互差wps_clip_image-22917[6]的PWM驱动,并实现均流控制(多相交错各开关管应相差wps_clip_image-24907[6] ,n代表交错的相数), wps_clip_image-25848[6]wps_clip_image-9634[6]wps_clip_image-27264[6]为电感电流,wps_clip_image-2437[6]为输出电流。由图2.6可知,电感电流纹波相位互差wps_clip_image-7432[6],输出电流的纹波频率是单路电流的三倍,脉动近似为单路电流的wps_clip_image-9339[6]

wps_clip_image-19739[6]wps_clip_image-18300[6]

图2.5 三相交错并联BUCK变换器电路拓扑 图2.6 三相交错并联BUCK工作时序图

交错并联方式较传统变换器有以下优点:

1)功率平均分配到三个变换通道中,避免发热集中;

2)电流相互叠加,减小了输入、输出电流纹波,减小了电磁干扰EMI,提高了系统的功率密度;

3)开关管MOSFET的导通损耗,铜箔损耗与输入电流有效值的平方成正比。降低了导通损耗,提高了效率;

4)由于各相电流减小,可以采用小型的输出电感,容易集成,使负载突变时的瞬态响应速度提高。

2.3无位置传感器技术的实现

BLDCM用开关管取代传统直流电机的电刷,需要根据转子的位置信息控制相应相开关管通断,以获得最大转矩。使用位置传感器对转子位置进行检测有以下缺点:1)电机系统体积增大2)传感器在高温、高压和湿度较大等恶劣工况下灵敏度变差3)传感器机械安装偏差引起换相不准确。

wps_clip_image-10250[6]目前,BLDCM以反电势信息为依据的无位置控制方法,有端电压检测法、相电压检测法、三次谐波检测法。端电压、相电压法因经过RC滤波使过零点产生相移,三次谐波信号因幅值太小致使信噪比太小,均导致换相不准确。传统的转速估计方法,通过相邻两次换相的时间计算电机的转速,不利于转速的动态观测。

针对传统反电势法的缺陷,基于坐标变换的思想,通过重构反电势过零点信息,提出了一种新颖的BLDC无位置传感器技术。该技术可实时补偿由RC滤波引起的位置信号相位误差,并实时估计转速。

2.3.1 过零点判断的实现

图2.7定义a坐标系和b坐标系, b坐标系滞后a坐标系角度β。RC滤波后的端电压设为wps_clip_image-20996[6]wps_clip_image-284[6]wps_clip_image-31985[6], 图2.7 坐标变换示意图

分别定义在a坐标系三个轴上。坐标系a中三个矢量在b投影,得到b中三个互差wps_clip_image-32138[6]的矢量wps_clip_image-12579[6]wps_clip_image-279[6]wps_clip_image-28721[6],再傅里叶分解得到b坐标系中的矢量wps_clip_image-26739[6],                                                                 

wps_clip_image-18353[6]

可以得到wps_clip_image-18394[6]的特点:1)端电压中的直流分量被抵消;2)3n次谐波被抵消;3)wps_clip_image-19433[6]基波滞后wps_clip_image-22411[6]基波β角度;4)wps_clip_image-15589[6]幅值不受坐标变换影响,仅与转速有关。

wps_clip_image-17672[6]

BLDCM反电势仅含有奇次谐波,经傅里叶展开可以得到wps_clip_image-20796[6]过零点与其基波的过零点为同时刻。在忽略5次以及5次以上的高次谐波,同时又抵消了3次谐波的条件下, wps_clip_image-5949[6]即为基波,所以重构后的反电势wps_clip_image-15376[6]的过零点滞后wps_clip_image-1283[6]过零点β角度,同理wps_clip_image-26444[6]wps_clip_image-897[6]的过零点均滞后wps_clip_image-10003[6]wps_clip_image-17144[6]的过零点β角度。则控制β角使得β=π/6-α(α为由RC低通滤波器对原反电势相位所造成的一个偏移量),则重构后波形的过零点时刻即为换相时刻。

2.3.2 转速估计的实现

根据以上讨论,同样可以构造出两个幅值相等,相位互差wps_clip_image-19948[6]电角度的基波。重构后的wps_clip_image-31191[6]可视为基波,设为wps_clip_image-5549[6],其中,wps_clip_image-4505[6]wps_clip_image-25851[6]的幅值,是以电机转速为变量的函数;wps_clip_image-13591[6]为电角速度,为被估计的量。通过积分,

wps_clip_image-18152[6]wps_clip_image-10294[6]

可提取出电机转速wps_clip_image-10366[6],分子项为wps_clip_image-16830[6]。转速的表达式为,

wps_clip_image-21409[6]

基于以上分析,如图2.8所示,使“b”坐标系超前“a”坐标系(90°-β)角度,便可以构造出wps_clip_image-16709[6]

wps_clip_image-6629[6] 图2.8 正交坐标变换

最终得到转速计算表达式,                         

wps_clip_image-18704[6]

正交坐标变换,分别构造出相互正交关系的基波wps_clip_image-30551[6]wps_clip_image-17496[6],将wps_clip_image-29768[6]除以对wps_clip_image-1107[6]的积分理论上便可以实时地计算出电机的转速。

2.4 DSP控制的实现

图2.9为DSP系统控制框图,电路中使用电压互感器LV28-P、电流互感器LAH 25-NP分别采集三相Buck各支路电流和输出电压,经调理电路后接入DSP进行AD转换,DSP经过电压外环和电流内环的数字闭环运算后,输出三路相位互差wps_clip_image-1680[6]的PWM波,控制各支路的导通相位和导通时间,实现了三路均流,确保三相Buck为后级逆变器提供纹波较小的直流电压wps_clip_image-29425[6]

wps_clip_image-30192[6]

图2.9 DSP系统控制框图

图2.10为无位置运行控制流程图,由DSP采集滤波后的端电压,依据坐标变换推算出转速。根据RC一阶低通滤波器的相频特性如下式,计算出补偿角β(β=π/6-α),再进行坐标变换即计算a坐标系下三个矢量在b坐标系下的投影,进而获得wps_clip_image-28730[6]wps_clip_image-9336[6]wps_clip_image-22424[6],依据其过零点信息获得换相逻辑实现换相。

wps_clip_image-25369[6]

wps_clip_image-21668[7]

图2.10 DSP无位置运行流程

赞(0) 打赏
未经允许不得转载:Onlyisu » 基于DSP28035高速永磁无刷直流电机控制系统(三)

评论 抢沙发

  • 昵称 (必填)
  • 邮箱 (必填)
  • 网址

大前端WP主题 更专业 更方便

联系我们联系我们

觉得文章有用就打赏一下文章作者

支付宝扫一扫打赏

微信扫一扫打赏